级联零色散循环环路打破长环OEO相噪与模式纯度权衡

引言

纯微波信号在雷达^1,2、通信^2,3,4,5,6和仪器仪表^7,8中发挥着至关重要的作用，用作频率转换的本振（LO）。例如，在 5 G 等相干通信系统中，256-QAM 和 1024-QAM 等高阶调制格式尤其容易受到相位噪声的影响，因为来自本振的相位抖动会使信号星座图发生畸变，造成旋转和模糊，从而导致误码率升高⁹。使用低相位噪声的本振对于保持调制完整性和通信可靠性至关重要。随着无线系统向 6 G 演进，对更高频率本振的需求变得日益迫切。然而，在高频下实现低相位噪声仍是传统电子信号发生器的根本瓶颈。例如，石英振荡器等电子振荡器仅在约 10 至 100 MHz 的低频范围内才表现出高品质因数。为了产生 GHz 频段的微波信号，通常的做法是将这些 MHz 频段高性能石英振荡器的输出进行倍频。然而，这一倍频过程会导致相位噪声增加 20 log₁₀M dBc Hz⁻¹，其中 M 为倍频因子¹⁰。因此，随着振荡频率的升高，倍频后信号的相位噪声性能会恶化。

光电振荡器（OEO）已成为在高频下产生高质量微波信号的一种颇具前景的方案^{11,12,13,14,15}。OEO 是一种混合系统，将微波器件与光子器件相结合，并通过放大的正反馈回路实现微波振荡。其低相位噪声性能得益于在反馈腔中引入长光纤，这在技术上是可行的，因为光纤的损耗仅为 0.2 dB/km，而典型微波同轴电缆的损耗高达 360 dB/km（@2 GHz）¹⁶。因此，具有长环路长度的 OEO 表现出高 Q 值，确保了低相位噪声信号的产生¹⁷。例如，通过在 OEO 环路中使用 16-km 长的光纤，在 10 GHz 下 6 kHz 偏移频率处实现了创纪录的 −163 dBc Hz⁻¹ 低相位噪声¹⁸。然而，更长的环路长度也带来一个问题，即自由光谱范围（FSR）更小。例如，16 km 的腔长仅产生 12.5 kHz 的 FSR。因此，在 12.5 kHz 偏移的整数倍处会出现大量不需要的边模¹⁸，这限制了其在精密射频和光子系统中的实际应用。为了在此类条件下确保单模振荡，需要带宽在千赫兹范围的超窄带滤波器，这对电滤波器和光滤波器都构成了重大挑战。因此，在实现低相位噪声与保持纯净单模工作之间存在固有的权衡。

自OEO¹⁷发明以来，解决这一问题最广泛采用的方法是多环配置，它利用游标效应来有效增大FSR^19,20,21。一种典型配置采用一个长环来实现高Q值，并采用一个或多个短环来展宽整体FSR。然而，系统的相位噪声受长环和短环平均相位噪声贡献的共同影响²²。因此，短环的存在不可避免地会恶化整体相位噪声性能，这意味着低相位噪声与单模振荡之间的根本权衡仍然存在。此外，为防止环路之间的光干扰，多环配置需要采用多个光电探测器（PD）^19,20、仅限于双环配置的偏振复用^23,24，或需要多个激光光源的波长复用^25,26。所有这些方法都显著增加了系统复杂度，而且没有一种方法展示出实现无杂散振荡的清晰路径——即完全抑制所有不需要的模式，这一标准在纯电振荡器中更容易实现。更近期，宇称-时间（PT）对称性的概念被引入OEO架构以实现单模振荡^27,28。尽管理论上前景可观，但该方法需要在双环腔内对增益和损耗进行复杂精细的调控，在实际应用中仍不现实。此外，该技术同样未能提供通向无杂散振荡的可靠途径。

在本工作中，我们在先前演示的长环路 ASE 基 OEO²⁹的基础上，通过插入三个低成本零色散再循环环路（ZD-RL），将噪声较大的多模振荡转变为纯净的单模振荡。重要的是，每个新增的 ZD-RL 不仅不会降低相位噪声性能，反而进一步提升了边模抑制比（SMSR）。这显然打破了低相位噪声与纯净单模运行之间的传统折衷。由于采用了相干性极低的 ASE 光源，ZD-RL 不受自干涉影响，从而避免了由此导致的光功率不稳定。ASE 基 OEO 已被广泛研究，其中 ASE 的光谱切片与光纤色散共同构成多抽头色散诱导微波光子滤波器（DI-MPF），用于振荡模式选择。然而，这种 ASE 基 DI-MPF 通常带宽较宽，导致模式选择性不足，因而 SMSR 较低，先前的演示^29,30,31即为例证。因此，我们将三个 ZD-RL 作为自由光谱范围（FSR）小得多的辅助有限冲激响应（FIR）滤波器纳入 OEO 腔内，显著提高了原 DI-MPF 的有效 Q 因子，从而实现单模振荡。三个长度分别为 20 m、200 m 和 1 km 的 ZD-RL 级联，以抑制远离中心频率的不同频段内的杂散。零色散特性对于 RL 保持中心频率并提升 DI-MPF 的 Q 因子尤为关键。由此，所提出的 OEO 产生的微波信号 SMSR 达到 72.7 dB，是 ASE 基 OEO 已报道的最高值，较先前结果³²提升 15 dB；在 10 kHz 频偏处的相位噪声为 –122 dBc Hz⁻¹，已可与商用射频（RF）信号发生器的性能相媲美。此外，由于 OEO 的相位噪声在很大程度上与频率无关，而电子信号发生器的相位噪声通常随频率升高而恶化，该系统在更高频率下具有超越商用信号发生器的强大潜力。演示的频率调谐范围覆盖 3 至 11 GHz，并有望通过电切片技术³³扩展至毫米波频段，该技术可有效消除固有基带与色散诱导功率衰落（DIPF）效应。在不采用任何形式稳频措施的情况下，5 分钟内的频率漂移为 0.72 kHz，优于即使采用稳频技术的单波长 OEO³⁴。由于低相位噪声与单模振荡之间的传统折衷被有效消除，我们的方法只需级联更多 ZD-RL，即可为实现低相位噪声的无杂散运行提供清晰路径。与基于单波长激光器的 OEO 相比，整个系统简单、稳健且成本效益高，从而弥合了实验室 OEO 演示与实用信号发生器之间的差距，在高精度微波光子雷达、下一代无线通信和先进仪器系统中具有广阔的应用前景。

结果

原理

所提出的 OEO 架构如图 1 所示，这是一种典型的基于 ASE 的 OEO^29,30,35，并额外加入了三个级联的 ZD-RL。ASE 光源的光谱由可编程光学滤波器（例如 Waveshaper）按照余弦函数进行整形，表示为：

$$T\left(\lambda \right)=\frac{1}{2}\left[1+\cos \left(2\pi \frac{\lambda -{\lambda }_{0}}{\varDelta \lambda }\right)\right]$$

(1)

其中 \(\varDelta \lambda\) 是光学光谱整形器的切片周期，\({\lambda }_{0}\) 是 ASE 光谱的中心波长。光谱形状中的每个周期对应一个不同的抽头。由于光纤的色散（CD），这些抽头经历不同的群时延。相邻光谱抽头之间的时延由下式给出：

$$\varDelta {\tau }_{\text{disp}}=D\cdot L\cdot \varDelta \lambda$$

(2)

其中 \(D\)（ps (km·nm)^-1）和 \(L\) 分别为色散介质的 CD 值和长度。因此，腔内有效产生了一个 MPF，其中心频率位于

$${f}_{0}=\frac{1}{\varDelta {\tau }_{\text{disp}}}$$

(3)

通过改变切片周期，可以有效调谐 MPF 的中心频率。然而，所得 MPF 的带宽通常为数百 MHz 量级³⁶，当 OEO 腔中使用长光纤时（如我们先前工作中的情况²⁹），这一带宽不足以选出单个振荡模式。例如，10 km 光纤导致腔的 FSR 仅为 20 kHz，需要 kHz 级带宽的滤波器。为解决这一问题，我们在腔中引入光学 RL 以提高 MPF 的 Q 值。RL 的构建方式是将 3 dB 耦合器的一个输出端口与其一个输入端口相连，中间插入一段光纤。由于使用了 ASE 光源，避免了自干涉问题——该问题由相干反馈引起，否则会导致 RL 输出功率不稳定。如图 2 所示，信号每在 RL 中循环一次，就会累积：

• 固定的往返传播时延：

  $$\varDelta {\tau }_{\text{RL},\text{phys}}=\frac{{L}_{\text{RL}}}{v}$$

  (4)

  其中 \({L}_{\text{RL}}\) 是 RL 的长度，\(v\) 是光在光纤中的传播速度

• 与波长相关的色散时延：

$$\varDelta {\tau }_{\text{RL},\text{disp}}={D}_{\text{RL}}\cdot {L}_{\text{RL}}\cdot \varDelta \lambda$$

(5)

其中 \({D}_{\text{RL}}\) 是插入 RL 中的光纤的 CD。为清晰起见，我们忽略色散斜率的影响。包含色散斜率的完整推导，以及对其滤波器响应影响的定量分析，均在补充信息中给出，其中我们表明在实际条件下其影响可以忽略。

因此，对于第 i 个波长抽头和第 n 次环路循环，总延迟为：

$$\varDelta {\tau }_{i,n}=\left(i-1\right)\cdot \varDelta {\tau }_{\text{disp}}+n\cdot \left(\varDelta {\tau }_{\text{RL},\text{phys}}+\left(i-1\right)\cdot \varDelta {\tau }_{\text{RL},\text{disp}}\right)$$

(6)

为清晰起见，计算中采用离散模型。实际的连续抽头可视为大量离散抽头。每次反馈循环都会产生原始抽头的一个衰减副本，其衰减因子为 \({\alpha }^{n}\)，其中 \(\alpha < 1\) 为环路的往返功率衰减。因此，滤波器的总体 RF 传递函数（结合频谱切片产生的 FIR 抽头与 RL 产生的递归抽头）为：

$$H\left(f\right)=\mathop{\sum }\limits_{i=1}^{N}\mathop{\sum }\limits_{n=0}^{{N}_{\text{loop}}}{a}_{i}\cdot {\alpha }^{n}\cdot {e}^{-j2\pi f\cdot \varDelta {\tau }_{i,n}}$$

(7)

这里，\({a}_{i}\) 表示由整形函数 \(T\left(\lambda \right)\) 决定的第 i 个频谱分量的幅度，\({N}_{\text{loop}}\) 是模型中考虑的环路再循环次数。关键在于，为保持滤波性能，RL 中使用的光纤必须具有近零色散。若采用单模光纤（SMF），信号在每次循环中会经历额外的色散延迟，如图 2 所示。根据式 (3)，这种累积效应会导致 MPF 的中心频率在每次环路往返后逐渐偏移。在这种情况下，RL 只会引入额外损耗，无助于 Q 值的提升。为缓解这一问题，在 RL 中引入一段近零色散的光纤。该方法可有效抑制累积色散引起的频率偏移，稳定滤波器的中心频率，并显著提升 Q 值。SMF-RL 与 ZD-RL 的详细对比仿真见补充信息。

为验证 Q 值提升效果，开展了实验测量。例如，当光纤长度为 10 km、ASE 带宽为 28 nm、切片周期为 0.77 nm 时，如图 3(a) 所示，引入长度分别为 20 m、200 m 和 1 km 的三个 ZD-RL 后，3 dB 带宽从 410 MHz 降至 100 kHz，如图 3(b-d) 所示，表明 Q 值提升了 4100 倍。理论上，只要能获得超长的 ZD-RL，即可实现任意高的 Q 值。因此，原则上采用该方法可在任意长环路 OEO 中实现单模振荡。此外，在图 3(d) 中观察到两个 FSR：较小的一个为 200 kHz，由 1 km ZD-RL 引入；较大的一个为 1 MHz，对应 200 m ZD-RL。还有第三个 FSR 为 10 MHz，源自 20 m ZD-RL，但位于图中所示频率范围之外。这些额外的 FSR 由环路的往返延迟决定，可近似表示为

$${FSR}=\frac{1}{\varDelta {\tau }_{\text{RL},\text{phys}}}$$

(8)

为扩展该 RL 引起的 FSR，我们级联了三个长度不同的 ZD-RL。在此配置中，与游标效应类似，复合滤波器的总体 Q 因子主要由光纤长度最长的 ZD-RL 决定，而总体 FSR 则由各 FSR 的最小公倍数决定。然而，与采用游标效应的多环配置不同，该方法避免引入并联短环，因此不会导致相位噪声恶化。

OEO 结果

所提出的 OEO 已完成组装并进行实验测试（见方法）。最初，OEO 腔内未包含 ZD-RL。频谱切片周期设为 0.8 nm，得到中心频率为 6.5 GHz 的 MPF。闭合环路后，OEO 开始振荡。实测 RF 频谱如图 4(a–c) 所示，对应的测量跨度分别为 100 MHz、3 MHz 和 100 kHz。如图所示，在不含 ZD-RL 时，OEO 工作在噪声多模状态，FSR 约为 20 kHz。随后，我们向腔内插入一段 20 m 的 ZD-RL。OEO 转变为单模振荡，但表现出显著的边模噪声。将 20 m ZD-RL 换成 200 m 后，SMSR 得到改善；但在距中心频率 1 MHz 整数倍处周期性出现杂散模式，对应 200 m 环路的 FSR。接着，我们将 ZD-RL 长度增至 1 km，SMSR 进一步提高。尽管如此，仍观察到间隔为 200 kHz 的杂散模式，同样源于该环路的 FSR。随后，我们将 20 m 和 200 m 两段 ZD-RL 级联。该配置实现了与单独使用 200 m ZD-RL 相当的 SMSR，同时将偏移 1 MHz 整数倍处的杂散峰抑制了约 20 dB。之后，我们级联了 200 m 和 1 km 的 ZD-RL。在此情况下，由于缺少 20 m ZD-RL，100 MHz 跨度内的频谱显得更嘈杂，但由于 1 km ZD-RL 的存在，3 MHz 和 100 kHz 跨度内的频谱变得更干净。最后，我们级联了全部三段 ZD-RL（20 m、200 m 和 1 km），获得高达 72.7 dB 的 SMSR——为 ASE 型 OEO 中报道的最高值。此外，在更宽的频率范围内未观察到杂散峰，包括此前单独使用 1 km 或 200 m ZD-RL 时出现的 200 kHz 和 1 MHz 偏移处。这表明，仅通过在腔内加入三个低成本 ZD-RL，即可实现从图 4(a–c) 所示的噪声多模振荡到图 4(s–u) 所示的纯净单模振荡的明显转变，充分体现了本方法强大的边模抑制能力。

随后，我们演示了频率可调谐性。根据式 (3)，当切片周期从 1.8 nm 调整到 0.5 nm 时，振荡频率从 3 GHz 调谐到 11 GHz，如图 5(a) 所示。频率调谐范围受三个因素限制。第一个是 MPF 的基带响应。由于所有光学抽头均为正值，基带分量始终存在，这使得振荡无法在更高频率处发生。为了去除基带，我们必须使用覆盖 3 GHz 至 10 GHz 的电带通滤波器，这限制了频率上限。第二个是 DIPF 效应，它源于光载波与调制边带在色散介质中传输后发生的干涉。当使用 10 km SMF 时，该效应会在 19 GHz 附近的频率响应中引入一个零点，从而对振荡频率设定上限。这两个问题可以通过采用电切片方法³³（见讨论）同时解决。第三个因素是三阶色散（TOD），它会导致更高频率下通带幅度劣化³⁶。图 5(b) 显示了与图 5(a) 中振荡频率对应的实测滤波器响应。当频率从 4 GHz 增加到 11 GHz 时，滤波器幅度下降 8.8 dB，这是 DIPF 和 TOD 共同作用的结果，并导致 RF 输出功率降低 5 dB。不过，这一限制可以通过采用我们最近提出的基于 WS 的类啁啾切片技术³⁶、相位预补偿技术^37,38，或使用色散斜率接近零的色散剖面光纤³⁹来缓解，后者无需 WS 并可简化系统。

我们还测量了生成信号的频率稳定性。如图 5(c) 所示，在 6.5 GHz 处 5 分钟内的频率漂移约为 0.72 kHz，主要源于实验室环境温度的波动。值得注意的是，该系统放置在室温实验室中，没有任何形式的振动或隔声措施，这体现了所提出的 OEO 的内在鲁棒性。这种稳定性在采用基于单波长激光器的 MPF 的 OEO 中难以实现，因为这类 OEO 极易受到光波长或谐振漂移的影响。例如，基于微环谐振器的 OEO 在一小时内的漂移高达 40 kHz，即使借助频率偏移电路³⁴ 也是如此。这一比较凸显了我们基于 ASE 的方法的可靠性，该方法无需主动稳频即可保持优异的频率稳定性。此外，为验证系统的偏振不敏感性，我们在调制器后插入了偏振控制器（PC），并任意旋转全部三个桨片。输出频率仅变化约 0.52 kHz，同样绘于图 5(c) 中，证实 OEO 性能对输入偏振态实际上不敏感。

最后，我们评估了相位噪声性能。图 6(a) 显示了不同频率下的相位噪声性能，证明相位噪声不会随频率升高而恶化。为验证加入 ZD-RL 是否会导致相位噪声恶化，我们在不同 ZD-RL 配置下测量了相位噪声。如图 6(b) 所示，加入 ZD-RL 不会降低相位噪声性能，反而有助于抑制边模，证实高 SMSR 与低相位噪声之间的传统权衡已被消除。这使得只需增加更多 ZD-RL 即可实现无杂散振荡成为可能。我们还将生成的信号与商用 RF 源进行了比较。通过将切片周期调整为 0.55 nm，我们生成了 10.1 GHz RF 信号，在 10 kHz 频偏处的相位噪声为 −122 dBc Hz⁻¹。如图 6(c) 所示，这一相位噪声水平已可与商用 RF 信号发生器（Anritsu, MG3692B）相媲美。采用更低噪声的电放大器（EA）还可进一步降低相位噪声，因为我们实验中使用的 EA（SHF, 810）噪声系数相对较高，为 6 dB。此外，优化链路损耗也可带来改善，因为实验室装置中使用了多个连接器，引入了相当多的不必要插入损耗。鉴于商用 RF 信号发生器通常随着频率升高而出现相位噪声恶化，而我们的系统未观察到这一问题，一旦调谐范围得以扩展，我们的方法在更高频率下具有超越它们的巨大潜力。

讨论

所提出的 OEO 与其他先前报道的基于 MPF 的 OEO 之间的综合性能比较见表 1。采用电带通滤波器的 OEO 未纳入此次比较，因为其使用与采用微波光子学的初衷相矛盾，并且会固有地限制频率可调谐性。如表所示，我们的设计在所比较的工作中采用了最长的光纤长度，从而获得了最小的 FSR。尽管如此，它实现了最高的 SMSR，展示了级联 ZD-RL 所带来的前所未有的边模抑制能力。72.7 dB 的 SMSR 是基于 ASE 的 OEO 中报道的最高值，比先前报道的工作³²提高了 15 dB。值得注意的是，尽管我们使用了显著更长的光纤长度（10 km，而先前工作³²为 0.5 km），这通常会使边模抑制更具挑战性，但仍实现了这一提升，表明实际改善幅度更为可观。虽然相位噪声性能未超过基于双环 SBS（受激布里渊散射）的 OEO，但考虑到我们架构的简洁性，其相位噪声仍保持在可接受的较低水平，该架构避免了多个并联谐振腔以及对昂贵的稳频可调谐激光器的需求。请注意，本工作中测得的频率漂移比我们之前的结果大三倍以上。这一增加并非由引入 RL 引起，而是由环境温度波动导致的测量间差异所致。详细分析见补充信息。尽管当前实现采用了可编程光学滤波器（WS），增加了系统成本，但它仅用作频谱切片器，不进行任何频谱切趾。因此，WS 可以方便地用成本低廉的马赫-曾德尔干涉仪（MZI）替代，使整个系统在经济上可行。此外，我们的 OEO 无需任何频率稳定技术即可表现出优异的频率稳定性，不同于需要多台商用稳频可调谐激光器的基于 SBS 的 OEO，这使我们的方法在实际应用中更为实用。

最令人鼓舞的方面是，该配置的极限尚未达到，这主要是由于我们实验室可用的 ZD-RL 数量有限。由于增加 ZD-RL 不会恶化相位噪声，反而会改善 SMSR，因此只要维持足够的增益以维持振荡，就可以纳入更多的 ZD-RL。因此，可以直观地预期，加入额外的 ZD-RL 将进一步改善 SMSR。为此，我们提出了一个级联更多 ZD-RL 的设想 OEO 架构，如图 7 所示，该图勾勒出一种清晰且切实可行的方法，用于产生无杂散信号，这一标准在纯电振荡器中更容易实现。

此外，与我们当前的配置不同，所设想的架构并不依赖光学切片。相反，它采用电切片，通过周期性地在强度调制与相位调制之间交替调制状态来实现^33、40。这种变化源于 MZI 结构上下两臂之间的色散差异。通过将马赫-曾德尔调制器（MZM）偏置在载波抑制点，MPF 的基带被去除，因为电切片与光学切片不同，天然允许负抽头系数。此外，由色散致调制类型演化（DIME）引起的 DIPF 效应也得到抑制，因为在本例中，DIME 仅在电切片信号中引入相移，而不影响其幅度。因此，滤波器的幅度在很宽的频率范围内保持稳定。为完整起见，该架构确实引入了两个实际问题。首先，MZI 对环境敏感，尤其是温度波动，这可能影响频率稳定性。这可以通过有源反馈控制来稳定干涉仪偏置点加以解决。其次，MZI 需要偏振管理。上臂需要一个偏振控制器，以使其偏振状态与下臂对齐，从而在光电二极管处最大化 RF 拍频信号。这一要求可以通过在 MZI 结构中采用保偏光纤来放宽。尽管如此，基于这一电切片概念的 W 波段单带通 MPF 已经通过实验得到验证^37、38。考虑到这一优势远比上述两项工程约束带来的不便更有价值，我们认为将所提出的级联 ZD-RL 技术与电切片相结合，为当前频率调谐范围的限制提供了一个有前景的解决方案，并有望在毫米波频段实现超低相位噪声的无杂散振荡，从而真正超越基于纯电子技术的传统信号发生器。

值得注意的是，在本研究中，我们致力于解决一个基本问题：“如何在不牺牲相位噪声性能的前提下显著提升边模抑制比（SMSR）？”本文的研究结果表明，采用级联零色散环形激光器（ZD-RL）可以克服长期存在的 SMSR 与相位噪声之间的权衡问题。未来的研究可以进一步探索基于放大自发辐射（ASE）的光电振荡器（OEO）的灵活性，例如研究滤波器带宽、信道数量和通带形状等均可重构的参数，以及相关应用与扩展。其中一项扩展是我们最近的工作，我们将本研究中开发的级联 ZD-RL 理念与（1）用于生成双频带微波光子滤波器（MPF）的混合频谱切片技术以及（2）用于克服模式竞争的互注入锁定相结合，演示了一种可独立调谐的双频 OEO⁴¹。具体而言，在该工作中，我们将级联 ZD-RL 作为使能技术，实现双频 OEO 两个频率音调处的单模振荡；若没有 ZD-RL，将产生严重的模式噪声，导致相位噪声性能下降。这些结果凸显了本文所报道工作的重要意义，以及基于 ASE 的 OEO 作为高性能微波信号生成灵活平台的潜力。

总之，我们演示了一种新型单模 OEO 架构，该架构利用 ASE 光源和级联 ZD-RL 实现高纯度微波信号生成。仅需插入三个长度不同的 ZD-RL，系统即可显著提升 MPF 的 Q 值，同时扩展 MPF 的自由光谱范围（FSR），从而无需超窄带滤波器即可实现稳定的单模振荡。重要的是，每增加一个 ZD-RL 都不会降低相位噪声性能，反而进一步提升 SMSR，打破了低相位噪声与纯单模运行之间的传统权衡。实验中，所提出的 OEO 生成的微波信号边模抑制比达 72.7 dB，为基于 ASE 的 OEO 中报道的最高值，在 10 GHz 处、10 kHz 频偏下的相位噪声为 −122 dBc Hz⁻¹，性能可与商用信号发生器媲美。频率调谐范围覆盖 3 至 11 GHz，并有望扩展至毫米波波段，在不采取任何形式稳频措施的情况下，五分钟内频率漂移仅为 0.72 kHz。由于消除了低相位噪声与纯单模运行之间的权衡，我们的方法为通过简单级联更多 ZD-RL 实现无杂散运行提供了清晰的路径。凭借其鲁棒性、简洁性、可扩展性和成本效益，本工作向实现实用化的高质量微波光子信号发生源迈进了一步。

材料与方法

所提出的单模光电振荡器（OEO）的示意图如图 1 所示。该系统始于一个 ASE 光源，即一台高功率 EDFA（掺铒光纤放大器），其输出以 1553 nm 为中心的宽带光学噪声，总光谱宽度为 28 nm，输出功率为 25 dBm（所选 ASE 带宽对 OEO 整体性能影响很小，详见补充信息）。该宽带光首先进入可编程光学滤波器（Finisar Waveshaper），该滤波器仅进行光谱切片，不进行任何光谱切趾。因此，未来可用简单的 MZI 结构替代 WS。经光谱切片后的 ASE 光随后由 MZM 调制，MZM 偏置在正交点。调制后的光信号经过 10 km 单模光纤（SMF）以引入延迟。随后信号通过三段长度分别为 1 km、200 m 和 20 m 的零色散谐振环（ZD-RL），以增强模式选择性并实现单模振荡。为实现近零色散，1 km 和 200 m 的 ZD-RL 通过适当长度组合的 SMF 与色散补偿光纤（DCF）精心设计，实测色度色散（CD）值分别为 -0.69 ps (km·nm)^-1 和 -0.04 ps (km·nm)^-1。由于色散斜率对滤波器响应的影响可忽略（见补充信息），色散在 1550 nm 处被设计为接近零的标准色散位移光纤（DSF）也适用于该架构。相比之下，20 m 的 ZD-RL 仅由一段 20 m 的 SMF 构成，因为其长度很短，色散可忽略。20 m、200 m 和 1 km ZD-RL 的实测插入损耗（IL）分别为 0.8 dB、1.2 dB 和 3.0 dB。ZD-RL 的插入损耗使用光功率计测量，为激光输出与 ZD-RL 输出之间的端到端功率差，包含一个连接器/适配器接口。通过将连接器化接口改为直接熔接，可降低连接器/适配器损耗；通过改进 SMF–DCF 熔接，可进一步降低 ZD-RL 的整体插入损耗，从而有助于进一步提高边模抑制比（SMSR）。光信号随后由具有两个输出端口的光电探测器（PD）转换为电域信号。其中一个端口用于信号产生：输出首先通过 3 GHz 至 10 GHz 的电带通滤波器以去除基带。滤波后的信号随后由电放大器（EA）放大至合适的驱动电平，再反馈至 MZM，完成维持振荡所需的反馈回路。PD 的第二个端口连接至电频谱分析仪（ESA），用于实时观测和分析所产生的 RF 信号。

数据可用性

本文结果所依据的数据可在合理请求下向作者获取。

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Acknowledgements

We thank Keysight Technologies (Montreal office) for generously providing the ESA equipment and phase noise measuring model used in our experiments. This paper was supported in part by the Natural Sciences and Engineering Research Council (Canada).

Author information

Authors and Affiliations

1. McGill University, Department of Electrical and Computer Engineering, Montreal, QC, H3A 0E9, Canada

   Zhuoran Wang, Santiago Bernal, David V. Plant & Lawrence R. Chen

Authors

1. Zhuoran Wang
2. Santiago Bernal
3. David V. Plant
4. Lawrence R. Chen

Contributions

Z.W. conceived the idea, designed, and performed the experiments. S.B. helped set up the experiments. Z.W. derived analytical expressions and carried out numerical simulations. Z.W. wrote the paper. L.R.C. and D.V.P. supervised the project. All authors reviewed the manuscript.

Corresponding author

Correspondence to Zhuoran Wang.

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The authors declare no competing interests.

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Wang, Z., Bernal, S., Plant, D.V. et al. Breaking the phase noise–mode purity trade-off in long-loop OEOs via cascaded zero-dispersion recirculating loops. Light Sci Appl 15, 379 (2026). https://doi.org/10.1038/s41377-026-02413-3

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• Received: 22 July 2025

• Revised: 05 June 2026

• Accepted: 26 June 2026

• Published: 16 September 2026

• Version of record: 16 September 2026

• DOI: https://doi.org/10.1038/s41377-026-02413-3